前語
傳統(tǒng)的開關(guān)電源模塊整流電路廣泛選用不可控二極管或相控晶閘管整流方法，直流側(cè)選用大電容濾波，輸入電流諧波含量大，功率因數(shù)低，造成了嚴峻的電網(wǎng)污染和動力浪費。如今，處理諧波疑問、提高功率因數(shù)的首要方法：(1) 對發(fā)作諧波的電力電子裝置的拓撲結(jié)構(gòu)和控制戰(zhàn)略進行改善，使其發(fā)作較少的諧波乃至不發(fā)作諧波，使得輸入電流和輸入電壓同相，抵達前進功率因數(shù)的目的，如PWM整流技術(shù); (2)在整流橋和濾波電容之間加一級用于功率因數(shù)校正的功率變換電路，如有源功率因數(shù)校正(APFC)技術(shù)。近些年來APFC技術(shù)和PWM 技術(shù)在中、小功率乃至大功率開關(guān)電源模塊中得到了廣泛運用。今天頂源電子小編給咱們的是：高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊作為研討政策，分析選用APFC技術(shù)和PWM 整流技術(shù)來前進功率因數(shù)的原理，并選用Matlab8.5軟件對單相電壓型PWM 整流電路和APFC電路進行了仿真及分析比照。
高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊的方案方案
1、選用PWM 整流技術(shù)的開關(guān)電源模塊
選用PWM 整流技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊的結(jié)構(gòu)如圖1所示，本次只討論其間的PWM 整流電路有些。
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圖1 選用PWM 整流技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊結(jié)構(gòu)
該種高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊方案方案選用PWM整流技術(shù)和DSP技術(shù)，能數(shù)字化地完結(jié)整流器網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)正弦波電流控制，比照適宜運用于中等功率開關(guān)電源模塊方案中。
2、選用APFC技術(shù)的開關(guān)電源模塊
選用APFC技術(shù)的高功率因數(shù)開關(guān)電源模塊，其前級APFC電路選用實習出產(chǎn)中運用最廣泛的Boost拓撲結(jié)構(gòu)，擔任使交流輸入電流正弦化并使其與輸入電壓同相位，一起堅持輸出電壓安穩(wěn)、后級DC/DC變換電路選用能完結(jié)多路輸出的反激式拓撲結(jié)構(gòu)，首要擔任調(diào)整輸出電壓，經(jīng)過DC/DC變換得到所需要的直流電壓，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。
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圖2 選用兩級型APFC的高功率要素開關(guān)電源模塊結(jié)構(gòu)
單相PWM 整流電路的根本原理
本節(jié)選用圖1所示的方案，其前級如圖3所示，即單相全橋電壓型PWM 整流電路，電路選用有4個全控型功率開關(guān)管的H 橋型拓撲結(jié)構(gòu)。圖3中網(wǎng)側(cè)電感為升壓電感，起平衡電路電壓、支持無功功率、儲存能量和濾除諧波電流的作用;Rs為濾波電感的寄生電阻；主電路中功率開關(guān)均反并聯(lián)一個續(xù)流二極管，用來緩沖PWM 進程中的無功電能。
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單相全橋電壓型PWM 整流電路的SPWM 調(diào)制方法分為單極性調(diào)制和雙極性調(diào)制兩種，這篇文章選用單極性調(diào)制。
單相全橋電壓型PWM 整流器選擇響應(yīng)速度較快的三角波電流比照法作為控制戰(zhàn)略。因反應(yīng)到電壓外環(huán)的輸出電壓富含紋波電壓，而紋波電壓的存在將致使電流內(nèi)環(huán)的給定電流發(fā)作畸變，因而這篇文章選用賠償輸出直流電壓中紋波電壓的方法[4]來減少流入電壓控制環(huán)的紋波電壓，然后改善給定電流的波形。按照以上原理方案的單相全橋電壓型PWM 整流器的控制體系結(jié)構(gòu)如圖4所示。
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圖4 單相全橋電壓型PWM 整流器的控制體系結(jié)構(gòu)
由圖4可知，PWM 整流控制體系中需要查看的信號有輸入交流電壓us、輸出直流電壓ud以及輸入交流電流is.us是閉環(huán)控制中相位查看的輸入信號；經(jīng)過比照ud與給定參看電壓u*d以及直流側(cè)紋波電壓賠償u~d來抉擇電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出im，并將其與輸入電壓同步信號sinωt的乘積作為指定電流i*s ；is與i*s的差值抉擇電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出;終究比照電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出與三角載波，發(fā)作PWM 信號來控制開關(guān)管的關(guān)斷。這么，電流PI調(diào)節(jié)器的輸出抉擇PWM 信號的占空比，使實習輸入電流迫臨指定電流值。
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有源功率因數(shù)校正技術(shù)
本節(jié)選用如圖2所示的方案，依據(jù)Boost-APFC的功率因數(shù)校正電路如圖5所示。該電路由主電路和控制電路構(gòu)成。主電路包括橋式整流器、升壓電感、功率開關(guān)管、續(xù)流二極管以及濾波電容等，控制電路包括電壓過失擴展器VA、電流過失擴展器CA、基準電壓源、乘法器、PWM 比照器以及柵極驅(qū)動器。
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圖5 依據(jù)Boost-APFC的功率因數(shù)校正電路
工作原理：APFC主電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后與基準電壓相比照，過失值輸入到VA；VA 輸出信號X與輸入電壓查看信號Y一起輸入乘法器，經(jīng)過均勻化處理、擴展、比照后，再經(jīng)過PWM 比照器加到柵極驅(qū)動器，發(fā)作對開關(guān)管VT的控制信號，然后使電感Ls上的電流(即輸入電流)均勻值一向跟蹤模擬乘法器輸出的半正弦信號，即跟蹤了輸入電壓波形，并完結(jié)了輸入電流正弦化，使功率因數(shù)挨近1，抵達校正功率因數(shù)的目的。
仿真分析
1、PWM 整流器電路仿真與分析
選用Matlab8.2對所方案的單相全橋電壓型PWM 整流器進行建模和仿真，在Simulink中樹立仿真模型，主電路仿真參數(shù)：峰值電壓為311V，頻率為50Hz，相位為0°，采樣時間為0s，Ls=2mH，Rs=0.5Ω，直流側(cè)濾波電容Cd=2 500μF，直流側(cè)負載電阻RL=50Ω；從PowerElectronics中調(diào)用Universal Bridge 電源模塊，并將其設(shè)置成二橋臂IGBT/Diodes方式，仿真算法設(shè)置為可變步長類算法中的ode45算法。
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交流輸入側(cè)電壓與電流的仿真波形如圖6所示，可見交流側(cè)電流、電壓能一向堅持同相，且電流能完結(jié)正弦化。直流側(cè)輸出電壓波形如圖7所示，可見0.06s后輸出電壓安穩(wěn)在400V支配。
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圖8 輸入側(cè)電流諧波分析效果
在Powergui電源模塊中對電路進行FFT分析，在Available Signals中進行有關(guān)設(shè)置后對輸入側(cè)電流進行諧波分析，效果如圖8所示。由圖8可知，總諧波畸變率DTH=0.77%，完結(jié)了體系低諧波畸變率的政策，電流諧波得到了極好的按捺。PWM 整流器功率因數(shù)波形如圖9所示。由圖9可知，電路功率因數(shù)一向大于0.985,且工作0.03s后功率因數(shù)能抵達1。

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圖9 整流器功率因數(shù)波形
2、單相APFC電路仿真與分析
單相APFC電路選用Matlab8.2進行建模與仿真。圖10為APFC電路輸入電壓和電流波形，可見網(wǎng)側(cè)輸入電流由窄脈沖波形變成正弦電流波形，且與輸入電壓同相位。圖11為APFC電路輸出電壓波形，可見經(jīng)過60ms的軟啟動進程今后，輸出電壓安穩(wěn)在400V支配，滿足方案請求。圖12為APFC電路輸入電流諧波分析效果，可見除基波外，其他諧波含量均很小。
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由圖12可知，輸入電流DHD為0.256 5.功率因數(shù)計算公式為PF=γcosφ，其間r 為基波因子。
由于輸入電流與電壓根本同相位，即相位差φ 為0，則：
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結(jié)語
選用功率因數(shù)校正技術(shù)和PWM 整流技術(shù)方案了兩種高功率因數(shù)的開關(guān)電源模塊，選用Matlab8.2樹立仿真模型。由仿真效果可知，選用DSP 芯片TMS320LF2407方案的前級單相全橋電壓型PWM整流電路功率因數(shù)大于0.985，并在電路安穩(wěn)后抵達1，大于APFC電路的功率因數(shù) 0.969；且電壓型PWM 整流電路電流總諧波畸變率為0.77%，遠小于APFC電路的總電流諧波畸變率25.65%。兩者對比，單相全橋電壓型PWM整流器能非常好地完結(jié)輸入側(cè)電流的正弦化和與輸入側(cè)電壓的同相位，能更徹底地處理傳統(tǒng)開關(guān),電源模塊79868.cn.電流諧波大、功率因數(shù)低的疑問，非常好地完結(jié)綠色電能變換的政策?？墒请妷盒蚉WM整流器成本較高，在實習運用中應(yīng)依據(jù)具體需要選擇適宜的類型。

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