在A 類、B 類和C 類功率放大器中，晶體管充當受控電流源。然而，隨著我們進一步向下移動，情況發(fā)生了變化。D、E 和 F 類代表了功率放大器設(shè)計中完全不同的思維方式：它們不是將晶體管用作電流源，而是將其用作開關(guān)。在本系列的接下來幾篇文章中，我們將研究這三種“開關(guān)模式”放大器類別。

在本文中，我們將探討理想化 D 類放大器的基本原理，并推導(dǎo)出其輸出功率和效率方程。我們還將簡要介紹一些會降低實際 D 類功率放大器性能的非理想因素。后續(xù)文章將更詳細地介紹這些非理想因素及其處理方法。

D 類放大器的定性操作

圖 1 顯示了基本 D 類放大器的原理圖。

基本 D 類放大器的示意圖。

圖 1.基本 D 類放大器。

該電路中的兩個開關(guān)（S 1和 S 2）的工作方式是，當一個開關(guān)閉合時，另一個開關(guān)斷開。開關(guān)動作在節(jié)點 A 處產(chǎn)生矩形波形，如圖 2 所示。

串聯(lián)RLC電路輸入端的方波。

圖 2.串聯(lián) RLC 電路輸入處的方波。

在占空比為 50% 的方波中，所有奇次諧波（1 次、3 次、5 次等）都存在。方波施加到調(diào)諧到開關(guān)頻率的串聯(lián)諧振電路。但是，串聯(lián) RLC 電路對輸入電壓除基波分量之外的所有頻率分量都呈現(xiàn)非常大的阻抗。調(diào)諧電路阻止所有諧波頻率的電流流動，并在基波頻率處施加正弦電流（圖 3）。

在基頻下，正弦電流流過 RLC 電路。

圖 3.基頻的正弦電流流過 RLC 電路。

比較圖 2 和圖 3，我們發(fā)現(xiàn)圖 1 中的開關(guān)模式電路以與電路開關(guān)頻率相同的頻率將交流電傳輸?shù)截撦d。如果使用模擬輸入信號來確定電路的開關(guān)頻率，則該電路能夠以輸入信號的頻率傳輸交流電。這是放大器的基本功能。

請注意，圖 1 中的放大器需要串聯(lián)調(diào)諧電路，而不是并聯(lián)電路。不能使用并聯(lián)調(diào)諧電路，因為它會施加正弦電壓，這與開關(guān)動作產(chǎn)生的方波電壓相沖突。然而，串聯(lián)調(diào)諧電路會通過負載施加正弦電流，這似乎與上述 D 類放大器操作的定性描述一致。

計算 D 類放大器的效率

理想開關(guān)不耗散功率，因為??其電壓和電流的乘積始終為零。開關(guān)打開時，沒有電壓降；開關(guān)關(guān)閉時，沒有電流流動。由于晶體管不耗散功率，因此開關(guān)模式功率放大器的理論效率應(yīng)為 100%。讓我們計算圖 1 中的 D 類放大器的效率，看看這是否正確。

為了找到效率，我們需要比較電流流過 RLC 電路時電源提供的功率 ( P CC ) 與輸送到負載的功率 ( P L )。我們首先使用傅里葉級數(shù)表示法，用其組成頻率分量來表示節(jié)點 A 處的方波電壓：

等式 1.

串聯(lián)調(diào)諧電路中每個元件的阻抗都不同。大多數(shù)元件的阻抗都很大，理想情況下是開路。只有基波元件的阻抗為R L。

計算射頻電流

從公式 1 我們可以得知：

輸入電壓的基波分量導(dǎo)致電流流過 RLC 電路。

基波分量的幅度為 2 V CC /π。

這給了我們以下正弦電流：

等式 2.

其中 是i RF的峰值（幅度）。

計算負載功率

為了找到輸送到負載的平均功率，我們使用以下公式：

等式 3.

其中i rms是 RF 電流的均方根 (RMS) 值。電流的 RMS 值等于其峰值 ( I p ) 除以 ，這將使i rms 2等于上式中的I p 2 /2。代入公式 2 中的i p值，我們得到：

等式 4.

另外，公式 3 和公式 4 依賴于負載阻抗等于負載電阻 ( R L )。在 RF 電路中，通常假設(shè)情況如此。該公式更普遍適用的版本是 ，其中 | Z | 是阻抗的幅度，θ 是阻抗相位角。

我們使用的只是上述公式的簡化版本。R L代替 | Z |，并且我們消除了余弦項，因為電阻負載阻抗的相位角為0 度。

計算供電功率

確定 D 類放大器效率的下一步是確定電源提供的輸入功率。輸入功率等于電源電壓乘以電源電流的平均值 ( P CC = V CC I DC )。

雖然流過 RLC 電路的電流是全正弦波，但流過每個開關(guān)的電流是半波整流正弦波。圖 4(a) 顯示i 1，即流過開關(guān) S 1 的電流。圖 4(b) 顯示i 2 ，即流過 S 2 的電流。

流過S1和S2開關(guān)的電流i1和i2分別。

圖 4.分別流過 S 1和 S 2開關(guān)的電流i 1和i 2 。

從圖 1 中我們可以看出，從電源吸取的電流為i 1。將i 1分解為傅里葉級數(shù)可得出：

等式 5.

其中，I p是圖 4(a) 中電流的峰值。從電源抽取的電流的直流分量為I p /π，因此電源輸送的功率為：

等式 6.

用公式 2代入I p ，我們得到：

等式 7.

輸送到負載的功率（公式 4）與電源提供的功率（公式 7）相同。因此，放大器的理論效率為 100%，正如我們在本節(jié)開始時所預(yù)測的那樣。

這并不奇怪。盡管施加到調(diào)諧電路的電壓是方波，但只有基波分量會在 RLC 電路中產(chǎn)生電流。因此，與基波以外的頻率分量相關(guān)的功率為零。此外，由于開關(guān)和電抗元件（L 和 C）無損，因此電源提供的所有功率都會傳送到負載。

為了鞏固這些概念，在繼續(xù)之前，讓我們先使用上述方程式來解決一個簡單的例子。

示例：為 D 類放大器選擇晶體管電壓和電流

晶體管在承受不損壞的情況下所能承受的電壓、電流和功率是有限制的。確定為 50 Ω 負載提供 20 W 功率的 D 類放大器的晶體管電流和電壓。

將P L = 20 W 和R L = 50 Ω 代入輸出功率方程（公式 4），我們得出電源電壓：

等式 8.

這指定了器件的額定電壓。公式 2 顯示流過晶體管的電流為：

等式 9.

剩下的就是代入V CC和R L的值。這樣可得出：

等式 10。

該晶體管的電壓為70.2V，電流為0.89A。

考慮非理想因素

上一節(jié)中的簡化分析假設(shè)理想開關(guān)在導(dǎo)通時沒有壓降或電阻，在關(guān)斷時電阻無限大。我們還隱含地假設(shè)開關(guān)瞬間發(fā)生，因此沒有任何功率損耗。實際上，這兩個假設(shè)都不成立。

當實際開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)并傳導(dǎo)電流時，開關(guān)電阻會耗散功率。開關(guān)速度也是有限的，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換期間IV乘積不為零。開關(guān)損耗是 D 類和其他開關(guān)模式功率放大器僅在遠低于其轉(zhuǎn)換頻率的頻率下才能正常工作的原因。

非理想元件還會以其他方式影響 D 類放大器的性能。例如，失諧的 RLC 電路會將無功元件引入負載網(wǎng)絡(luò)。這不會影響放大器的效率，但會降低輸出功率。負載網(wǎng)絡(luò)中的無功元件還會導(dǎo)致反向電流通過開關(guān)，因此必須使用反并聯(lián)二極管。

我們還需要考慮調(diào)諧電路輸入端和開關(guān)晶體管輸出端的寄生電容。這些電容在充電和放電時需要電源提供額外的功率，從而降低放大器的效率。

，如果諧振電路的 Q 值不夠高，輸出端的諧波分量可能不可忽略。這時需要額外的濾波來降低諧波分量。

互補電壓開關(guān) D 類放大器

實用的 D 類功率放大器需要比圖 1 中的理想版本稍微復(fù)雜一些。D 類放大器的簡單實現(xiàn)，稱為互補電壓切換電路，如圖 5 所示。

D 類放大器的互補電壓切換配置。

圖 5. 互補電壓切換配置。

在上面的電路中，晶體管 Q 1和 Q 2被驅(qū)動得足夠緊，使它們像開關(guān)一樣工作，而不是受控電流源。為了只打開其中一個晶體管，我們使用圖左側(cè)的變壓器來產(chǎn)生與輸入相反極性的信號。

，我們在圖 4 中看到，從電源抽取的電流是半波整流正弦波。因此，需要一個本地旁路電容器（圖 5 中標記為 C B）來提供電流脈沖，而不會導(dǎo)致電源電壓出現(xiàn)明顯的壓降。