圖 1所示的相移全橋 (PSFB)在 >500 W 的應(yīng)用中很受歡迎，因?yàn)樗梢栽谄漭斎腴_關(guān)上實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，從而實(shí)現(xiàn)高轉(zhuǎn)換器效率。盡管開關(guān)損耗大大降低，但您仍然可以看到輸出整流器上存在高壓應(yīng)力，因?yàn)槠浼纳娙菖c變壓器漏感（在圖 1 中建模為 L r）產(chǎn)生諧振。輸出整流器的電壓應(yīng)力可以為高達(dá) 2V IN N S /N P，其中 N P和 N S分別是變壓器初級和次級繞組。

傳統(tǒng)上，限制輸出整流器上的電壓應(yīng)力需要使用無源緩沖器 [1]，例如電阻電容二極管 (RCD) 緩沖器，但使用無源緩沖器會(huì)消耗功率，從而導(dǎo)致效率損失。

圖 1具有無源鉗位和波形的 PSFB 功率級，使用無源鉗位會(huì)消耗功率，從而導(dǎo)致效率損失。資料德州儀器

或者，您可以應(yīng)用有源緩沖器來鉗位整流器電壓應(yīng)力，而不消耗緩沖器電路中的任何功率（假設(shè)是理想開關(guān)）[2]。圖 2顯示了在輸出電感器之前插入由電容器 (C CL ) 和 MOSFET (Q CL ) 形成的有源鉗位臂 (ACL)。當(dāng)輸出繞組電壓變?yōu)榉橇銜r(shí)，能量將從初級繞組轉(zhuǎn)移到次級繞組，為輸出電感器供電，同時(shí)也通過 Q CL 體二極管傳導(dǎo)電流，為 C CL充電，即使 Q CL未導(dǎo)通。您可以打開 Q CL在其體二極管已經(jīng)傳導(dǎo)電流以確保 Q CL上的零電壓開關(guān)（ZVS）之后。

圖 2具有有源鉗位和波形的 PSFB 功率級，與無源緩沖器不同，有源緩沖器不會(huì)耗散功率電阻器上的振鈴能量，而是將能量作為無損緩沖器在 LC 諧振回路中循環(huán)。資料德州儀器

在有源鉗位 MOSFET (i CL ) 極性發(fā)生變化之前打開 Q CL非常重要，這樣可以在有效占空比 (D eff T S ) 開始時(shí)完成 C CL上的電流秒平衡。換句話說，Q CL只需開啟足夠長的時(shí)間，即可使有源緩沖器的電流秒平衡按預(yù)期工作，將輸出整流器電壓鉗位至 C CL電壓 (V CL )。換句話說，Q CL不需要在整個(gè) D eff T S中傳導(dǎo)，而是在相對較短的時(shí)間內(nèi)傳導(dǎo)。因此，Q CL可以具有固定的導(dǎo)通時(shí)間，即 Q CL導(dǎo)通時(shí)間 ( DACL T S ) 恒定，同時(shí)保持 D eff T S始終大于當(dāng)前秒平衡 (D CSB T S ) 完成的持續(xù)時(shí)間。

這種方法解決了使用有源緩沖器時(shí)的挑戰(zhàn)之一，因?yàn)樽儔浩骼@組電流不會(huì)單調(diào)上升——如果您使用峰值電流模式控制，這就是一個(gè)問題。發(fā)生這種情況是因?yàn)橛性淳彌_器電容器的能量也參與為輸出電感器供電，而不是僅僅依賴于初級側(cè)的能量傳輸。由于D eff T S大于D CSB T S，因此當(dāng)變壓器電流單調(diào)上升時(shí)會(huì)發(fā)生峰值電流檢測。由于您可以期望具有較大 D eff的 PSFB 具有更高的效率，因此您可以將 PSFB 設(shè)計(jì)為在中負(fù)載至重負(fù)載時(shí)具有較大的 D eff ，其中 D eff>> D CSB。在輕負(fù)載時(shí)，轉(zhuǎn)換器應(yīng)工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式下，其中在相同輸入/輸出電壓條件下， D eff將小于連續(xù)導(dǎo)通模式下的 D eff 。為了即使在輕負(fù)載時(shí)也能保持 D eff T S大于 D CSB T S，可以使用降頻控制或突發(fā)模式控制。

由于 C CL紋波電壓影響輸出整流器上的總電壓應(yīng)力，因此必須選擇足夠大的 C CL以獲得較低的電容器紋波電壓。您還必須選擇 C CL，使得 L r和 C CL形成的電感電容 (LC) 諧振周期遠(yuǎn)長于開關(guān)周期 [3]

通過有源緩沖器，整流器電壓應(yīng)力將鉗位到 V IN N S /N P左右，這是沒有任何鉗位電路時(shí)電壓應(yīng)力的一半。與[1]中的無源緩沖器不同，有源緩沖器不會(huì)耗散功率電阻器上的振鈴能量，而是將能量作為無損緩沖器在LC諧振回路中循環(huán)。因此，在相同規(guī)格下，具有有源緩沖器的 PSFB 的轉(zhuǎn)換器效率將高于具有無源緩沖器的 PSFB。

要了解決定 ACL 電流水平的因素，您需要計(jì)算流經(jīng) ACL 本身的電流。圖 3顯示了 ACL 導(dǎo)通周期周圍的波形。

圖 3 ACL 電流導(dǎo)通期間的波形。資料德州儀器

假設(shè) V CL為常數(shù)且 L m = ∞，則當(dāng)漏極至源極電壓上升時(shí)，公式 2得出輸出整流器一側(cè)的電流 (i SR2 )：

假設(shè) i SR2電流以恒定速率減小，公式 3得出 t 2 -t 1的持續(xù)時(shí)間為：

由于C CL需要保持電流-秒平衡，因此面積A1和A3之和將等于面積A2。利用所有這些信息，可以計(jì)算 i CL的均方根 (RMS) 值。如公式 3 所示，同步整流器 (SR) 輸出電容 (C oss ) 控制 ACL 上的峰值電流。如果您選擇較低 C oss SR FET，ACL RMS 電流將會(huì)較低，從而有助于提高轉(zhuǎn)換器效率。

圖 4顯示了德州儀器 (TI) 具有有源鉗位參考設(shè)計(jì)的 54V、3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)的波形，該設(shè)計(jì)是一個(gè)使用有源鉗位的 400V 輸入、54V 輸出、3kW PSFB 轉(zhuǎn)換器。使用 TI 的 C2000? 微控制器實(shí)現(xiàn)鉗位。在本設(shè)計(jì)中，變壓器匝數(shù)比為 Np:Ns = 16:3。由于 ACL FET 在輸出電感器通電期間僅導(dǎo)通 300 ns，因此即使在 3 kW 負(fù)載下，輸出整流器電壓應(yīng)力（圖 4 中的 Ch1）也被限制為 80 V。較低的電壓應(yīng)力使得能夠使用具有較低額定電壓和更好品質(zhì)因數(shù)的 SR FET，從而進(jìn)一步提高 PSFB 的效率。

圖 4具有有源鉗位的 54V、3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)穩(wěn)態(tài)波形。資料德州儀器

這種控制方法不限于具有一個(gè)ACL的全橋整流器；您還可以將其應(yīng)用于具有其他類型整流器的有源緩沖器，例如倍流器 [4] 或中心抽頭整流器。TI具有有源鉗位功能的 3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)具有 >270W/in 3功率密度，具有 400V 輸入、12V 輸出、3kW PSFB 轉(zhuǎn)換器，具有次級側(cè)使用的有源鉗位中心抽頭整流器。輸出整流器應(yīng)力（圖 5中的 Ch1 ）在 3 kW 負(fù)載下限制為 40 V。

圖 5采用有源鉗位的 3kW 相移全橋參考設(shè)計(jì)，具有 >270W/in 3功率密度穩(wěn)態(tài)波形。資料德州儀器

PSFB 轉(zhuǎn)換器中有源鉗位的優(yōu)點(diǎn)

在 PSFB 轉(zhuǎn)換器中實(shí)施有源緩沖器可顯著降低輸出整流器上的電壓應(yīng)力。電壓應(yīng)力的降低使得能夠使用具有較低漏源電壓額定值的 SR FET，從而具有更好的品質(zhì)因數(shù)。雖然有源鉗位可能會(huì)給峰值電流模式控制的實(shí)施帶來挑戰(zhàn)，但正確的實(shí)施可以使有源鉗位和峰值電流模式控制協(xié)調(diào)使用。與傳統(tǒng) PSFB 實(shí)現(xiàn)相比，這種組合實(shí)現(xiàn)了更高的功率密度和更高的效率。