在檢查數(shù)據(jù)轉換器的性能時，經常會看到圖1所示的情況。

圖 1. 數(shù)據(jù)轉換器使用的簡化框圖

奈奎斯特帶寬 (B N )中數(shù)據(jù)轉換器輸出的總噪聲功率為 N。濾波器可以是帶通或低通濾波器，帶寬為 B o。通常，假設濾波器輸出的噪聲功率為：

濾波器輸出的噪聲功率 = N(B o / B N )

等式 1。 請注意，該等式對于任何中心頻率下可能跟隨 ADC 的任何合理濾波器都大致成立。“合理的過濾器”是指不太狹窄的過濾器。

公式 1 假設噪聲是白噪聲，或者隨頻率變化。

你的作者想知道；這個假設（通常稱為偽量化噪聲[14]假設）在什么條件下成立？

參考文獻[3]到[32]涵蓋了這個問題的各個方面。為了澄清問題，作者還對具有各種輸入的數(shù)據(jù)轉換器進行了一些模擬。本系列了結果。

他只考慮均勻量化（所有步長相等），因為它通常用于高速數(shù)據(jù)轉換器。此外，沒有考慮西格瑪-德爾塔轉換器。

對于 ADC 應用，通常將 RF 鏈增益設置得足夠大，以便來自先前組件的噪聲比量化噪聲高 3 至 5 dB，因此量化噪聲頻譜并不重要。然而，這可能會增加系統(tǒng)成本，因為需要更高的 RF 增益和 ADC 的更高動態(tài)范圍。

對于 DAC 應用，希望來自 DAC 的噪聲占主導地位，并且人們不希望僅僅為了確保傳輸?shù)脑肼曨l譜是白噪聲而在鏈的后面添加噪聲。

峰值、平均值和均方根值

定義輸入信號的電平非常重要。圖 2 顯示了用 5 位量化的正弦波。該信號的電平通常稱為0 dBFS；其中 FS 指量化器上的滿量程。但是，射頻工程師通常處理均方根值。由于正弦波的均方根值比峰值低 3 dB，因此圖 2 的正弦波處于 -3 dBrmsFS 或 0 dBpeakFS。

圖 2.

對于本系列的其余部分，信號電平將以 dBrmsFS 或 dBpeakFS 為單位指定，

另請注意，由于功率是電壓的平方，因此該恒定包絡正弦波的峰均功率比 (PAPR) 為 3 dB。事實上，所有帶通相位或調頻恒定包絡信號（例如 MSK）的 PAPR 均為 3 dB。

“等一下！” 你可能會說，親愛的讀者。“MSK 等恒定包絡信號的 PAPR 不是 0 dB 嗎？人們就是這么稱呼它的。”

事實上，當人們以這種方式提到PAPR時，他們指的是包絡的峰值功率與包絡的平均功率的比率。特別是，在表征信號的復包絡[33]時使用對 PAPR 的引用。由于我們關心的是該系列中的實際電壓，因此 PAPR 將是實際峰值功率除以實際平均值功率。該 PAPR 將比通常引用的 PAPR 高 3 dB。 在下一篇文章中，我們將繼續(xù)討論模數(shù)轉換器 (ADC) 輸出的頻譜。

使用的縮寫

請使用下表來了解本系列的其余部分。