隔離飛跨電容器多電平反激轉換器 (FCMFC) 拓撲采用隔離飛跨電容器進行高增益 DC-DC 功率轉換，同時保持初級-次級隔離并提高傳統(tǒng)反激變壓器電路的效率和能力。三個轉換器（一個作為控制的反激式轉換器、一個三電平 FCMFC 和一個四電平 FCMFC）經(jīng)過設計和測試，以展示這種新拓撲的增益和效率優(yōu)勢。 FCMFC 原型比使用相同市售變壓器的反激式設計實現(xiàn)了更高的增益和效率。

圖 1 顯示了 FCMFC 基本的形式。本系列的第 1 部分已經(jīng)討論了該轉換器的介紹，重點是設計和比較。

圖1 。飛跨電容多電平反激變換器的一般形式。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

轉換器操作

開關狀態(tài)和電壓增益

FCMFC 的操作如圖 2、3 和 4 所示。對于更別的器件，操作是相同的，即使這是簡單的 FCMFC，具有 N = 3（或 N3）個電壓級別（2 個電容器：1 個懸空和1 個輸出）。對于每個飛跨電容器，更別的器件添加了兩種開關狀態(tài)：一種用于對磁化電感充電 ，另一種用于向附加飛跨電容器放電。主MOSFET 控制 FCMFC 的開關速率。

當 S 接通時，雙繞電感器的磁化電感將為 DT 充電，如圖 2 所示，其中 D 是輸入開關的 S 占空比，Ts 是其開關周期，是其開關頻率的倒數(shù)。此時插入的二極管 D3 可防止通過 FET 的體二極管進行二次導通。

圖2 . FCMFC 操作的狀態(tài) 1 和 3：充電 Lm。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

如圖 3 所示，S 關閉，S2 開啟，S1 關閉。此時，電感器僅通過 D1、S2 和 D3 對快速電容器 C1 充電。電感器在下一個狀態(tài)中再次充電，如圖 2 所示。

圖3 . FCMFC 操作的狀態(tài) 2：充電 C1。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

輸出級如圖4所示，其中S1為ON，S和S2為OFF。觀察在此情況下電流通過 C1 負端、D2 上升并進入輸出電容。電流通過D3返回。電感和飛跨電容共同作用，增加輸出電容的能量。

圖4 . FCMFC 操作輸出級的狀態(tài) 4：對 C0 充電。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

相移脈沖寬度調制 (PSPWM) 用于調節(jié)轉換器，如圖 5 所示。當初級開關關閉時，(N-2) 個次級開關將導通，為快速電容器級充電。

圖5 .相移脈寬調制。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

使用電感器伏秒平衡獲得的電壓轉換比說明了可產生更大增益的能量倍增效應。反激式轉換器是基本的 FCMFC（N2 情況），其轉換比由此公式給出。對于更高的 N 級結構，會發(fā)生此過程，每個飛跨電容器都會為下一個飛跨電容器充電，直到輸出電容器充電為止，如圖 4 所示。

\[M(D)=\frac{V}{V_{in}}=\frac{n(N-1)D}{1-D}\,\,\,\,\,(1)\]

圖 6 繪制了等式 (1) 所示的增益，所有轉換器的變壓器匝數(shù)比均為 n = 5/3。對于每個給定的占空比，F(xiàn)CMFC 的增益都較大。對于電壓轉換比，即等式中的“(N-1)”項，每個飛跨電容器都會產生乘數(shù)影響。使用一個飛跨電容器時，反激式轉換器的增益會增加一倍，使用兩個飛跨電容器時，增益會增加三倍，對于更別的轉換器，依此類推。這種連接如圖 6 所示，其中顯示了反激式轉換器和兩個 FCMFC 轉換器的電壓增益。

圖6 .反激式和 FCMFC 的理想電壓增益與占空比。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

然而，由于硬件條件并不理想，這條理想的增益曲線提供了有關能力的信息。當反激式和 FCMFC 在硬件中實現(xiàn)時，這些損耗會降低潛在增益。圖 7 顯示了更的電壓增益預測器。經(jīng)過分析，這些曲線代表了 FCMFC 的主要損耗成分。為了證明申請這項工作需要什么責任，包括八倍增益的平線。

圖 7 .用于 160Ω 負載的反激式和 FCMFC 的非交易電壓增益。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

如圖 6 所示，理想情況下所需的占空比明顯低于圖 7 所示負載情況下的占空比。由于接近 90% 占空比的傳導損耗，N3 轉換器比 N4 轉換器具有更大的增益，這說明了終與多層結構的權衡。更高的 N 層結構并不總是效率較低，但這項工作的重點是功能證據(jù)而不是優(yōu)化。十級或更多級的高階多級轉換器已被證明非常有效。

FCMFC 中使用的次級 FET 具有較低的額定阻斷電壓 V/(N-1)，這使得能夠使用具有較低導通電阻的較低額定值 FET。由于 FCMFC 的增益顯著增加，本研究中的所有開關都選擇了 100 V 額定值。值得注意的是，即使在負載下運行，F(xiàn)CMFC 也比反激式轉換器具有更高的增益。

當前分析

使用電容器電荷平衡計算的平均磁化電感電流如公式（2）所示。所得方程與反激式轉換器的方程相同，但附加了 (N-1) 項來考慮分子中的飛跨電容器。雖然由于前一章所述的增益增加，可以采用更高的 N 電平轉換器來降低占空比，但磁化電流不會直接增加一倍或三倍。

對于本文創(chuàng)建的三個轉換器，平均磁化電流如預期的那樣在圖 8 中確定。對于N2、3、4級器件，平均磁化電流分別為2.42A、2.83A和3.25A。所示的增益增加將輸入開關的占空比從 82.76% 降低到 70.59% 到 61.54%，分別如公式 (1) 所示。由于初級側導通減少，每個轉換器的平均輸入電流在圖 8 中相同，均為 2A。

\[I_{L}=\frac{n(N-1)V}{R(1-D)}\,\,\,\,\,(2)\]

\[\Delta i_{Lm}=\frac{V_{in}D}{2f_{s}L_{m}}\,\,\,\,\,(3)\]

圖 8 .磁化和輸入電流。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

從公式 (3) 可以看出，勵磁電感 Lm、輸入電壓 Vin、占空比 D 和開關頻率 fs 都會影響紋波電流。所需轉換比的工作占空比是該等式中所示的多級結構的變化。在給定增益下，更別的轉換器可以以減小的占空比運行，從而降低初級電感器上的紋波電流值。圖 9 顯示了計算出的在 MOSFET 關閉之前流經(jīng) MOSFET 的峰值電流。更別的器件具有更大的平均磁化電流。

圖 9 .峰值 MOSFET 電流和次級端子電壓。圖片由IEEE Open Journal of Power Electronics提供

齊納緩沖器功耗

當初級 FET 關斷時，初級繞組上的漏感將導致較大的電壓尖峰。這是反激式轉換器的一個問題，但不同類型的緩沖電路可以解決這個問題。其中耐用的是齊納緩沖器，如圖 1 所示，非常適合此練習。從 FET 的開關節(jié)點到正輸入電壓節(jié)點，肖特基二極管和齊納二極管串聯(lián)連接。

當 FET 關閉時，峰值電流存儲在“變壓器”的漏感中，從而在 FET 上產生較大的電壓尖峰。發(fā)生這種情況時，齊納二極管將以其齊納電壓導通，通過將漏電流發(fā)送回源來平衡開關節(jié)點的電壓。該緩沖電路使用的功率如公式（4）所示。

\[P_{clamp}=\frac{1}{2}L_{lk}I_{max,S^{2}}\frac{V_{clamp}}{V_{clamp}-\frac{1}{n (N-1)}V_{out}}f_{s}\,\,\,\,\,(4)\]

一項更改是為了考慮 FCMFC。這是(N-1)項。這表明，當初級 FET 關閉時，只有少量轉換器的輸出電壓通過變壓器反射。這是因為電路次級側飛跨電容器上的電壓分散了。如圖 9 所示，其中 N = 2、3 和 4 時，次級端子處的電壓為 V/(N-1)。

盡管轉換器的峰值 FET 電流會更高，但反射電壓會低得多：N3 轉換器為 50%，N4 為 33%。使用等式（4），這些轉換器的電壓鉗位緩沖器的預測損耗要低得多。從反激式 (N2) 轉換器轉換為 N3 FCMFC 時，功率損耗下降了 67%，從反激式轉換器的 1.20 W 降至 N3 FCMFC 的 0.39 W，因為 N3 FCMFC 中的阻斷電壓較低。

但請注意，N4 設備的功耗從 0.39 W（對于 N3）到 0.40 W（對于 N4）。這是因為輸出電壓分數(shù)是二分之一而不是三分之一，并且峰值電流上升，如圖 9 所示。盡管 N4 器件損失 0.4 W，但它仍然比反激式轉換器損失少 66%，其功耗為 1.2 W。較別的器件通過齊納鉗位緩沖電路會損失更多功率，但需要 12 級別或更別的器件才能損失與反激式一樣多的功率。

盡管反激轉換器可以使用更高的匝數(shù)比，從而降低緩沖器中的功率損耗，但這項工作展示了 FCMFC 如何增加現(xiàn)成反激變壓器的使用，因此這是一個公平的比較。緩沖器還可以調節(jié)到更高的電壓，從而減少功率損耗，但對初級 FET 的保護更少，從而降低其可靠性。

隔離飛跨電容多電平轉換器工作模式要點

本文討論了隔離飛跨電容器多電平轉換器的工作原理。以下是一些要點。

每個飛跨電容器的影響都是倍增的。使用一個飛跨電容器，反激式轉換器的增益可增加一倍；如果是兩個，則變?yōu)槿叮瑢τ诟鼊e的轉換器，依此類推。由于占空比接近 90% 時的傳導損耗，N3 轉換器的增益高于 N4 轉換器，這說明了多層結構的終權衡。較高的 N 層結構并不總是效率較低；然而，事實證明，具有十級或更多級的高階多級轉換器非常成功。可以使用較高的 N 電平轉換器和較低的占空比來增加增益，但磁化電流不會增加一倍或三倍。由于初級側傳導的減少，進入每個轉換器的平均電流量是相同的。當初級 FET 關斷時，初級繞組上的漏感將導致較大的電壓尖峰。這是反激轉換器的一個問題，但可以使用不同的緩沖電路來解決。